概要

オーディオアンプの出力は、どのくらい必要なのだろうか。世の中には数百Wをうたうアンプもあるが、そのような大出力アンプが本当に一般家庭で必要なのか、以前から疑問に思っていた。

音の大きさは、アンプの出力だけでなくスピーカーの感度にも左右されるため、アンプの出力だけを論じても仕方がない。そこで今回は、感度90dBのスピーカーを一般家庭の部屋で鳴らし、どの程度の出力が必要になるのかを測定した。その結果、瞬間的に60Wを超える電力がスピーカーへ供給されていることが分かった。

目的

私がまだ小学生だった頃、「初歩のラジオ」や「ラジオの製作」という雑誌があった。当時（50年ほど前）はオーディオの製作記事が盛んで、「なぜラジオの雑誌にオーディオの記事ばかり載っているのだろう」と疑問に思いながらも、熱心に読みふけったものだ。その中に「家庭用のアンプは10Wもあれば十分で、5Wも出せば近所迷惑になる」といった記述があり、それ以来、私は大した疑問も持たずにこの論を信奉してきた。

現在はD級アンプの普及により、100W出力のアンプでも小型になり、価格も手頃になった。それでも内心では、家庭でそのような出力は必要ないと思っていた。しかし当時の技術に思いをはせると、あの10Wや5Wという値は、正弦波のような定常信号を使って測定したものではないだろうか。これなら当時の測定器でも、オシロスコープを使って測定できただろう。

一方、音楽のように刻々と変化する信号では、瞬間的な出力はもっと大きいのではないか。これを明らかにするのが今回の目的である。

アプローチ

スピーカーにかかる瞬時電力を求めるには、スピーカー両端の電圧と、スピーカーを流れる電流を同時に測定して乗算すればよい。電流は、スピーカーと直列にシャント抵抗を入れ、その電圧降下から求める。

過渡的な変化を見るには、この電圧と電流を短い間隔で測定し、その積を記録すればよい。主な考慮点は次の通りである。

• 電流と電圧は「同時」に測定する。測定時刻がずれると、正確な瞬時電力を求められない。
• シャント抵抗には0.1Ωを使用する。
• D級アンプはBTL構成が多いので、左右チャネルでGNDを共通にできない。差動増幅で受ける必要がある。
• サンプリング周波数は40kHzとする。

シャント抵抗

0.1Ωの抵抗にはセメント抵抗を使うことも多いが、今回は金属板抵抗器を使用した。事前の測定結果では、セメント抵抗よりも良好な高周波特性が得られている。

構成図

アナログ部では、オペアンプによる差動増幅回路を使ってスピーカーの電流と電圧を測定し、その出力をマイクロコントローラーCH32V203のA/D変換器に入力する。CH32V203には2つのA/D変換器を同時に起動する機能があるため、電流と電圧を同じタイミングで測定できる。

CH32V203で取得したデータはESP32に集約し、WebSocketでPCへ送信する。ESP32はマイクロコントローラーとWi-Fi機能を内蔵しており、今回のような用途にぴったりである。

詳細設計

アナログ部

回路図を以下に示す。 ▶ スライドショー これは何？

アナログ部は、5V電源で動作するオペアンプを使って差動増幅回路を構成した。

電圧測定部のゲインは1/33、電流測定部は100/33とした。CH32V203のA/D入力範囲は0〜3.3Vなので、そのままでは正負に振れるオーディオ信号を測定できない。そこで、3.3Vを半分に分圧して基準電圧Vrefを作り、これを信号の0点とした。つまり、1.65Vを中心に0〜3.3Vの範囲でスイングさせる。

さらに、プログラマブルゲインアンプ（PGA）を入れ、ソフトウェアからゲインを変更できるようにした。

SPI経由でマイコンからゲインを変更できるため、今回のような測定器に使うと便利である。

• アナログ部の詳細

デジタル部

回路図を以下に示す。 ▶ スライドショー これは何？

A/D変換

A/D変換にはCH32V203を用いた。2つのA/D変換器を同時に起動でき、今回の目的に合っていたためである。A/D変換クロックは最大14MHzに対応しており、速度も十分である。

処理能力の面では少々オーバースペックだが、100円程度で購入できる（2026年10月現在、AliExpressで10個1,000円ほど）ので問題ない。欠点は、ピン間隔0.5mmの48ピンパッケージ（LQFP48）で、はんだ付けが面倒なことくらいである。

CH32V203のアナログ入力電圧の上限はVCC+0.3Vである。一方、アナログ部の電源は5Vなので、そのままでは過大入力時にCH32V203を破損するおそれがある。

そこで、ショットキーバリアダイオードRB521G-30で入力電圧をクランプしている。

このダイオードは順方向電圧が非常に小さく優秀なのだが、パッケージがSOD-723（1mm × 0.6mm）で、はんだ付けがなかなか難しい。

1秒間に40,000回のA/D変換を起動するため、当初はタイマー割り込みを使っていた。しかし、この方法では左右チャネルの測定タイミングがずれてしまう。多少のずれなら大きな問題にはならないが、できれば揃えたい。そこで、PWMで40kHzの矩形波を生成してPB0から出力し、両方のCH32V203のPA11へ入力することで、A/D変換を直接起動するようにした。割り込みではなく、ハードウェアの機能を利用している。

A/D変換結果の転送にはDMAを使い、出力先を循環バッファとした。つまり、A/D変換結果の取り込みはすべてハードウェアで実行され、CPUが介在しなくても着々と進む。もちろん、循環バッファが一周すると過去のデータは上書きされるため、その前にデータを取り出さなければならない。

CH32V203からESP32への転送

CH32V203は左右チャネルに1個ずつあり、そこからESP32へA/D変換結果を転送する必要がある。A/D変換結果は1つにつき12bitで、電流と電圧を合わせると1チャネルあたり24bit、左右で48bitとなる。これを1秒間に40,000回送るため、必要な転送速度は約2Mbpsになる。

$$ bps = 24 \cdot 2 \cdot 40000 = 1920000 = 1.92Mbps $$

この速度になると、通信方式はSPIが適している。ESP32をマスター、CH32V203をスレーブとし、左右のA/D変換結果を交互に収集する。

今回の転送速度では、データが失われても検出が難しい。そこで、転送データにシーケンス番号を入れることにした。

 bit: 31        24 23        12 11         0
     +------------+------------+------------+
     |  seq (8)   | adc2 (12)  | adc1 (12)  |
     +------------+------------+------------+

1サンプルが32bitに収まり、都合がよい。シーケンス番号は8bitなので、ちょうど256パケット失われた場合は検出できないが、そのような事象が繰り返し発生することは考えにくい。当初は、SPIのCSがアサートされた時点で割り込みを発生させ、SCLKが始まるまでに送信データを準備する設計にしていた。

しかし、これは典型的な競合状態（race condition）である。SCLKの開始が早ければ、データの準備が間に合わないままSPI転送が始まってしまう。タイミング次第で間に合うこともあれば、間に合わないこともあり、その結果、時折データが破損することになる。このような設計は避けるべきである。

そこで、SPIの送信データをインターリーブして準備することにした。SPI転送が終わってCSがデアサートされた時点で割り込みを発生させ、次回の送信データを準備する。転送にはDMAを使うため、次にSCLKが入力されると、CPUの介在なしに転送が始まる。左右を交互に転送するので、反対側のチャネルを転送している間に、自分の次の送信データを準備できればよい。

• CH32V203部の詳細

UI

UIはeguiを使い、Rustで実装した。完成版はブラウザー上でWebAssemblyとして動作し、ESP32とはWebSocketで通信する。WebAssemblyのプログラムはESP32に格納されており、ESP32へブラウザーでアクセスするとダウンロードされ、そのままブラウザー上で実行される。

完成版はこれでよいが、開発中にWebAssemblyを毎回ESP32へ書き込むのは効率が悪い。そこで、同じUIをローカルアプリケーションとしても動かせるようにした。eguiを利用しているため、ビルド方法を変更するだけで対応できる。この場合はWebAssemblyを使わず、ローカルアプリケーションとESP32がWebSocketで通信する。

UIには、電流、電圧、瞬時電力の各波形を表示し、測定中の最大瞬時電力を記録する機能を設けた。また、次の測定を行うキャリブレーション機能も用意した。

• 無入力時のA/D変換結果の収集
• 8Ωのダミーロードを接続し、既知の入力（例：4V、0.5A）を加えたときのA/D変換結果の収集

得られたキャリブレーション結果は、ESP32のフラッシュメモリーに保存する。

WebAssemblyをESP32に格納するため、ある程度のフラッシュ容量が必要になる。8MBあれば十分なようだが、価格も大して変わらないため、今回はESP32-N16R8を使用した。2026年10月現在、AliExpressで500円ほどで入手できる。

• UIの詳細

共通プロトコル

CH32V203とESP32のプログラムは、どちらもRustで実装した。そのため、両者の間で使う通信プロトコルの定義を共通のRustコードとして記述できる。この点はRustを使う利点の一つである。

• 共通プロトコルの詳細

電源

当初は5VのACアダプターを使っていたが、ACアダプター由来のノイズがかなり大きかった。そこで、村田製作所のEMIフィルターを入れた電源回路を追加した。

基板

基板はJLCPCBで製造した。現在はJLCPCBアプリのキャンペーン中らしく、今回の基板は送料を含めても3ドル以下で発注できた。いつもながら、この低価格ぶりには恐れ入る。

アナログ部

デジタル部

電源部

ケース

基板は3Dモデルをエクスポートし、その他の主要部品は3Dスキャナーでスキャンした。これらを基にFreeCADでケースを設計した。製造はメルカリの3Dプリント代行へ依頼し、PETGで印刷してもらった。送料を含めて1,600円だった。3Dプリントなら穴の位置がぴたりと決まるので気持ちがよい。

測定結果

最後に測定結果をお見せしたい。

アンプ

AIYIMA A07を使用した。私が購入したときはセール中で、8,000円を切っていた。欲を言えば、もう少し電源スイッチの質感がよいとうれしいが、この価格でそれを望むのは酷であろう。

公称出力は300W × 2。電源には48V、10AのACアダプターを使用した。こちらも約8,000円だった。

スピーカー

B&W 702 S3 Signatureを使用した。感度は90dB（軸上1m、2.83V入力）。

スピーカーケーブル

スピーカーケーブルにはカナレの4S11を使用した。久しぶりにヤフオクを利用し、10mを5,000円ほどで購入した。むやみに高価なケーブルを選ぶよりも、こちらをお勧めしたい。

測定には、ブルックナーの交響曲第3番第1楽章を使用した。

▶ スライドショー これは何？

画面左上には、測定中の最大瞬時電力が表示されている。第1楽章の終了時点で、左チャネルに63.42Wが記録されていることが分かる。

結論

感度90dBのスピーカーを使い、一般家庭の一室で、音楽再生中にスピーカーへ供給される瞬時電力を測定した。その結果、今回の再生音量と測定条件では、瞬間的に60Wを超える電力が記録された。少なくとも「家庭では10Wもあれば常に十分」とは言い切れないようだ。

スピーカーの感度が1dB下がると、同じ音圧を得るために必要な電力は約1.26倍になる。感度90dBで60Wを基準とすると、感度$n$ dBのスピーカーに必要な電力$W$の概算は次のようになる。

$$ W = 60\text{ W} \cdot 10^{\frac{(90 - n)}{10}} $$

感度80〜95dBについて計算した結果を以下に示す。

この表は、今回と同じ音量、聴取位置、部屋、楽曲という条件を仮定し、感度の差だけから換算した値である。実際に必要な出力は、部屋の広さや反射、聴取距離、再生音量、楽曲のダイナミックレンジ、スピーカーのインピーダンス特性などによって変わるため、参考値として見てほしい。また、アンプを選ぶ際には、定格出力だけでなく、負荷インピーダンスやクリッピング時の挙動も考慮する必要がある。

価格.comを見ると、ブックシェルフ型には感度80dB前後の製品も少なからずある。こうしたスピーカーを大きな音量で鳴らし、音楽のピークを余裕を持って再生するには、相応のアンプ出力が必要になる。つまり、数百W出力のアンプにも、きちんと存在理由があったのだ。

これで長年の疑問がようやく解けた。